【功率器件研究所】第三課：如何理解IGBT

發(fā)布時間：2020-02-07

一、IGBT的定義

絕緣柵雙極晶體管（Insulated Gate Bipolar Transistor）簡稱IGBT，是近年來高速發(fā)展的新型電力半導(dǎo)體場控自關(guān)斷功率器件，集功率MOSFET的高速性能與雙極性器件的低電阻于一體，具有輸入阻抗高，電壓控制功耗低，控制電路簡單，耐高壓，承受電流大等特性，其單體或模塊主要應(yīng)用于UPS、電焊機(jī)、電機(jī)驅(qū)動等大功率場合，以及微波爐、洗衣機(jī)、電磁灶、電子整流器、照相機(jī)的家用低功率電器。

圖1a、IGBT器件的內(nèi)部等效電路

圖1b、MOSFET器件的內(nèi)部等效電路

圖1的a和b分別是IGBT和MOSFET器件的內(nèi)部等效電路圖。比對兩者，可以看出，IGBT用一個新的內(nèi)部寄生三極管PNP取代了MOSFET的內(nèi)部寄生二極管DIODE，但仍保留了MOSFET的柵控制結(jié)構(gòu)。

在IGBT的導(dǎo)通過程中，在GATE上施加正偏壓，溝道開啟，MOSFET部分先產(chǎn)生溝道電流I₁。由于I₁的建立，PNP管的基極電流也隨之建立。當(dāng)PNP管完全導(dǎo)通后，IGBT的主導(dǎo)通電流I₂也建立完成。

而關(guān)斷過程與導(dǎo)通過程相反，隨著柵電壓降為0或負(fù)值，溝道電流首先消失，導(dǎo)通電流隨著PNP管的關(guān)斷也逐漸消失。

因此，IGBT正是這樣一種集合了MOSFET的柵極控制技術(shù)及BJT的低阻、大電流特性的性能優(yōu)越的新型功率器件。但是，也正是由于引入了BJT的特性，使得IGBT在關(guān)斷時出現(xiàn)關(guān)斷電流的拖尾現(xiàn)象，大大增加了器件的開關(guān)損耗。

二、IGBT的分類

在開關(guān)應(yīng)用中，開關(guān)器件的功率損耗主要分為兩類：低頻應(yīng)用中的導(dǎo)通損耗以及高頻應(yīng)用中的開關(guān)損耗。

與MOSFET用R_DS(on)來衡量導(dǎo)通損耗不同，IGBT由于引入了BJT結(jié)構(gòu)，使得導(dǎo)通電阻比同型號的MOSFET更低，以實(shí)現(xiàn)大電流的特性。所以，業(yè)界定于導(dǎo)通飽和電壓V_CE(on)來表征IGBT的導(dǎo)通特性。其導(dǎo)通時的功率損耗可以表示為：

（式1）

而在開關(guān)損耗中，特別需要關(guān)注的就是IGBT的拖尾電流所造成的損耗。

根據(jù)所用Si 材料來講，有外延材料和高阻單晶材料兩種。用外延材料生產(chǎn)的IGBT 在高壓擊穿時耗盡層穿通高阻移區(qū)而稱為穿通型IGBT（Punch Through）。用高阻單晶片生產(chǎn)的IGBT，由于高阻漂移區(qū)較厚，高壓擊穿時不被穿通而稱為非穿通型IGBT（Non-Punch Through）。而近年來，結(jié)合這兩種器件的特點(diǎn)，發(fā)展出了新型的場截止型IGBT（Field Stop）。

圖2給出了三種結(jié)構(gòu)的示意圖，圖3給出了三種結(jié)構(gòu)的性能對比。

圖2、IGBT的三種基本器件結(jié)構(gòu)

圖3、三種基本結(jié)構(gòu)IGBT性能的比較

從中可以看出，F(xiàn)S型結(jié)合了PT型和NPT型兩者的優(yōu)勢：

1. 開關(guān)損耗：

將FS型通過與PT型一樣采用輻照等少子壽命控制技術(shù)進(jìn)行處理后，可以大幅縮短電流拖尾的時間。相比較而言，不采用輻照工藝的NPT型的電流拖尾時間要長一些，會產(chǎn)生額外的損耗，但是由于其結(jié)構(gòu)特性，使得它拖尾電流的振幅較小，在無法避免電流拖尾的情況下，達(dá)到關(guān)斷損耗的最小化。

但是輻照工藝也有其限制性，輻照后的器件在縮短電流拖尾時間的同時，也加劇了自身的漏電等級，會使V_CE(on)增大。

所以，F(xiàn)S型的優(yōu)勢就在于由超薄的厚度提供的超低的V_CE(on)為基礎(chǔ)，可以為輻照后的損傷做出最大限度的折中。

2. 導(dǎo)通損耗：

圖4、V_CE(on)溫度特性曲線

如圖4所示，由于V_CE(on)特殊的負(fù)溫度系數(shù)特性，同等條件下PT型有著明顯較低的導(dǎo)通損耗。而相對于V_CE(on)都是正溫度系數(shù)特性的NPT型和FS型，同等條件下FS型的V_CE(on)要小于NPT型，即FS型較NPT型有著更低的導(dǎo)通損耗。

3. 并聯(lián)應(yīng)用：

正是由于PT型特殊的V_CE(on)的負(fù)溫度系數(shù)特性，使得PT型器件很難應(yīng)用于并聯(lián)結(jié)構(gòu)。

當(dāng)兩個同類型的器件并聯(lián)且完全導(dǎo)通時，穩(wěn)定的大電流流過器件引起發(fā)熱。正溫度系數(shù)特性的NPT型及FS型器件在發(fā)熱較多的一個器件上有著更大的V_CE(on)，從而使這個器件的導(dǎo)通電阻變大，這樣就對電流起了阻礙作用，起到了自動調(diào)節(jié)各支路電流均勻性的作用。而PT型的器件則無法做到。

如果一定要將PT型的器件并聯(lián)使用的話，就必須嚴(yán)格篩選，使用有相同V_CE(on) 的器件來完成。

4. 短路應(yīng)用：

短路應(yīng)用是IGBT器件的一大特色，在指定的短路條件下，IGBT器件必須在10μs內(nèi)不會損壞。

在相同條件下，V_CE(on)越大，器件能承受的短路時間越長。所以NPT型和FS型更適合于短路應(yīng)用。

此外，由于在NPT型和FS型的結(jié)構(gòu)中不再需要使用外延襯底，所以在成本上有著更大的優(yōu)勢。

除了按照器件結(jié)構(gòu)區(qū)分之外，IGBT跟MOSFET一樣，可以根據(jù)柵極結(jié)構(gòu)分為平面型（Planar）和溝槽型（Trench）兩種。

圖5、新型IGBT的主要參數(shù)對比

鑒于FS型IGBT的巨大優(yōu)勢，目前根據(jù)對高低頻應(yīng)用的功耗關(guān)注點(diǎn)不同，在FS型基礎(chǔ)又發(fā)展出了最新的兩種結(jié)構(gòu)：軟穿通型IGBT（Soft-Punch Through）以及溝槽場截止IGBT（Trench-Field Stop）。

圖6、新型IGBT器件的結(jié)構(gòu)對比

從結(jié)構(gòu)來講，SPT型就是Planar-FS型，其特點(diǎn)是：關(guān)斷電壓線性上升；低的電壓尖峰；短的電流拖尾時間；在下降區(qū)域和拖尾區(qū)域間的轉(zhuǎn)換非常平滑。所有這些特性使得SPT有極其優(yōu)越的低開關(guān)能量損耗。

而采用Trench結(jié)構(gòu)的Trench-FS型則進(jìn)一步的降低了V_CE(on)。與相同條件下的NPT型相比，Trench-FS型的V_CE(on)要低30%以上，管芯面積也能縮小近3成。

所以根據(jù)上述的描述及圖5中的數(shù)據(jù)對比，可以很明顯的看出SPT型擁有最低的開關(guān)損耗，主要針對于高頻應(yīng)用，而Trench-FS型則在導(dǎo)通電壓V_CE(on)上有著絕對的優(yōu)勢，更適用于低頻應(yīng)用。

三、IGBT的特色性能

圖7、最大額定電流 (APT50GT120B2RDQ2G)

相比較MOSFET而言，IGBT的各項性能定義基本相同，但是仍有部分特性的定義需要特別說明。

下面以一些主要供應(yīng)商的IGBT產(chǎn)品規(guī)格書為例進(jìn)行說明。

1. 額定電流I_C：

與MOSFET不同，IGBT一般會定義兩個額定電流，如圖7，分別定義為T_C = 25℃ 及100℃情況下的最大電流值。這是因?yàn)镮GBT器件通常應(yīng)用在高壓大電流的工作環(huán)境中，持續(xù)的大電流會導(dǎo)致器件發(fā)熱，所以高溫下的電流能力對IGBT來說，是一個很重要的參考數(shù)據(jù)。通常所說的IGBT的額定電流就是指100℃時的電流值。

在IGBT的額定電流計算中，功率損耗包括線性區(qū)和非線性區(qū)兩個部分：

（式2）

求解式2可得：

（式3）

其中，如圖8定義：

圖8、輸出特性曲線

VTO為線性區(qū)切線與X軸的交點(diǎn)；

VTO_max為極限情況下的VTO值：

（式4）

R_CE(on)為線性區(qū)導(dǎo)通電阻，且有：

（式5）

R_thJC為熱阻；

T_J(max)為器件的最大允許結(jié)溫；

T_C為所要計算的當(dāng)前溫度。

以APT50GT120B2RDQ2G為例，從圖8中可以得到T_Jmax = 150℃時：

VTO = 2.1V

R_{CE (on)} = (7.2–4) / (125-50) = 0.0427Ω

從規(guī)格書中可以得到：

R_thJC = 0.2 ℃/W

V_{CE (on),(max)}- V_CE(on),(typ) = 0.5V，則

VTO_max = 2.1 + 0.5 = 2.6V

當(dāng)T_C= 25℃時則將上述數(shù)值代入式3，可以得到：I_C = 94A

當(dāng)T_C= 100℃時則將上述數(shù)值代入式3，可以得到：I_C = 50A

2. 開關(guān)特性：

圖9、開關(guān)特性 (SGH15N60RUFD)

與MOSFET用純阻性測試電路測得的開關(guān)特性不同，IGBT的開關(guān)特性一定要在感性測試電路中得到，并計算出開關(guān)期間的能量損耗。

感性開關(guān)測試電路如圖11，其典型的測試波形如圖10。

圖10、典型的開關(guān)特性波形

圖11、感性開關(guān)測試電路

測試時，電容C_BANK存儲電壓V_CC作為電壓源（一般定義為50%V_CES），柵極電壓為兩個15V的脈沖波，在第一個脈沖周期中，調(diào)節(jié)導(dǎo)通電流I_C達(dá)到要求，然后完成第一個脈沖信號與第二個脈沖信號的切換，在指定的電感LOAD下，測試第一個脈沖關(guān)斷時的關(guān)斷波形及第二個脈沖導(dǎo)通時的導(dǎo)通波形。由于兩個脈沖周期間隔時間很短且假設(shè)電感LOAD的儲能足夠，忽略電路中的能量損耗，則兩個脈沖周期中的導(dǎo)通電流相等。

圖10所示的波形中，將整個開關(guān)周期分為10個時間段：

1）t0時間段：

導(dǎo)通過程的開始。柵極電壓V_GE上升到開啟電壓V_GE(th)的過程。整個過程中，柵極驅(qū)動電流I_G對輸入電容C_ge和C_gc充電，同時V_CE維持在V_CC的狀態(tài)，I_C為零。

2）t1時間段：

I_C充電LOAD的過程。隨著V_GE的繼續(xù)上升，器件逐漸開啟，開始有I_C流動，當(dāng)達(dá)到I_O時，即達(dá)到了指定的導(dǎo)通電流。需要特別注意的是，在t1和t2過程中，V_CE被拉低，這是由測試電路中的寄生電感L_S和電流變化率dI_C/dt引起的寄生電壓V_LS = L_S*dI_C/dt引起的。

3）t2，t3時間段：

二極管DIODE反向恢復(fù)的過程。在t1時間段，DIODE電流開始下降，并產(chǎn)生反向恢復(fù)電流，直接增大了I_C，同時其反向電壓也拉低了V_CE。隨著V_CE的降低，C_gc變大并加大對I_G的吸收，使得V_GE出現(xiàn)了一個尖峰電壓。當(dāng)t3時間段結(jié)束時，DIODE反向恢復(fù)過程完成。值得注意的是，快恢復(fù)二極管FRD將加劇I_C的尖峰值，而一個理想的齊納二極管（Zener Clamp）會得到更為平緩的曲線。

4）t4時間段：

相當(dāng)于MOSFET的米勒平臺時間段。在這一過程中，I_C回復(fù)到I_O，V_CE繼續(xù)下降，下降速率為：

（式6）

此時的C_gc已經(jīng)變的很大，在對C_gc充電的過程中，V_GE維持在V_GE,Io。

5）t5時間段：

V_GE上升到目標(biāo)柵極電壓V_GG的過程。其上升速率為：

（式7）

其中C_gc,miller就是在低V_CE狀態(tài)下C_gc電容值。整個過程中，V_CE達(dá)到飽和狀態(tài)V_CE(on)。

6）t6時間段：

關(guān)斷過程的開始。V_GG下降到V_GE,Io的過程。此過程中，V_CC和I_C均沒有變化。

7）t7時間段：

V_CE的上升過程，其上升速率可以通過R_G來控制：

（式8）

8）t8時間段：

MOSFET部分I_C下降完成的過程。在此過程中，V_GE降至開啟電壓，器件的MOSFET部分關(guān)斷。I_C的下降速率同樣可以通過R_G來控制：

（式9）

此外，由于寄生電壓V_LS = L_S*dI_C/dt而引起了V_CE的電壓尖峰。

9）t9時間段：

BJT部分的拖尾電流釋放過程。正是由于這一過程的存在，IGBT的開關(guān)性能才會遜色于MOSFET。

根據(jù)上述感性開關(guān)特性，規(guī)格書中的感性開關(guān)時間和能量損耗定義如圖12，圖13所示：

圖12、導(dǎo)通波形及參數(shù)定義

圖13、關(guān)斷波形及參數(shù)定義

導(dǎo)通延遲時間t_d(on)：從V_G上升到10%開始到I_C上升到10%為止的時間。

導(dǎo)通上升時間t_r：從I_C上升到10%開始到I_C上升到90%為止的時間。

關(guān)斷延遲時間t_d(off)：根據(jù)封裝的不同，分為兩個定義：

單管IGBT（Simple device）的t_d(off)的定義為：從V_G下降到90%開始到I_C下降到90%為止的時間；

模塊IGBT（Co-pak）的t_d(off)的定義為：從V_G下降到90%開始到V_CE上升到10%為止的時間；

導(dǎo)通延遲時間t_d(on)：從90%的I_C下降到10%的I_C所用的時間。

導(dǎo)通能量損耗E_on：由I_C上升到5%開始到V_CE下降到5%為止這段時間內(nèi)I_C與V_CE交疊區(qū)域所產(chǎn)生的能量損耗。

關(guān)斷能量損耗E_off：由V_CE上升到5%開始到I_C下降到5%為止這段時間內(nèi)I_C與V_CE交疊區(qū)域所產(chǎn)生的能量損耗。

3. 發(fā)射極內(nèi)部電感L_e

圖14、發(fā)射極內(nèi)部電感 (SGH15N60RUFD)

IGBT的應(yīng)用中，一般都會有大電流存在，其快速的電流變化率會在寄生電感上產(chǎn)生電壓降。對驅(qū)動電路而言，發(fā)射極的寄生電感產(chǎn)生的電壓降會直接影響到驅(qū)動電壓的水平，從而影響到開關(guān)速率。

對于常規(guī)IGBT封裝形式，其典型發(fā)射極內(nèi)部電感如下：

TO-200 / TO-220F：7.5nH

TO-3P / TO-3PF：14nH

TO-264：18nH

圖15、反偏安全工作區(qū)域 (IRGP20B120U-EP)

圖16、開關(guān)安全工作區(qū)域 (APT50GT120B2RDQ2G)

圖17、短路安全工作區(qū)域 (IKW40N120T2)

4. 安全工作區(qū)域SOA：

有別于MOSFET只有一個安全工作區(qū)域，IGBT的安全工作區(qū)域分為四個方面，分別是正偏安全工作區(qū)域（FBSOA），反偏安全工作區(qū)域（RBSOA），開關(guān)安全工作區(qū)域（SSOA）和短路安全工作區(qū)域（SCSOA）。

1）FBSOA：

FBSOA（Forward Bias Safe Of Area）就是導(dǎo)通狀態(tài)下的IGBT允許的最大電流電壓工作范圍。

FBSOA只會在規(guī)格書的曲線圖中給出。如圖18，其曲線的定義跟MOSFET的SOA曲線一樣，分為DC區(qū)域和脈沖區(qū)域。

圖18、FBSOA of IRGP20B120U-EP

2）RBSOA：

RBSOA（Reverse Bias Safe Of Area）定義的是在感性開關(guān)電路中，關(guān)斷時最大電感電流I_Lmax的值。I_Lmax的值一般與最大脈沖電流I_CM的值相等，而額定電壓接近反向擊穿電壓。

圖19、RBSOA of IXGA20N120A3

圖20、RBSOA of IRGP20B120U-EP

值得注意的是，PT型和NPT型擁有不同的RBSOA的曲線。如圖18的PT型的梯形曲線與圖19的NPT型的矩形曲線有很大的不同，這表明NPT型在額定電壓下關(guān)斷箝位電感電流的能力強(qiáng)于PT 型。因此，PT 型I不適用于電感負(fù)載電路和馬達(dá)驅(qū)動等電路，而且短路持續(xù)時間T_SC較短，一般不給出短路安全工作區(qū)。

但隨著技術(shù)的不斷革新，目前市場已經(jīng)有專門針對短路特性進(jìn)行優(yōu)化的PT型IGBT。

3）SSOA：

近年來IGBT的長足發(fā)展，使得不同結(jié)構(gòu)的IGBT在性能分界上越來越模糊。所以有些公司給出開SSOA(Switching Safe Of Area）)來取代FBSOA和RBSOA。

SSOA是兼顧導(dǎo)通（FBSOA）和關(guān)斷（RBSOA）兩種狀態(tài)來考慮的。如圖21，其最大電流定義為I_CM，最大電壓定義為反向擊穿電壓。

圖21、SSOA of APT50GT120B2RDQ2G

SSOA的后半段與RBSOA相同，都是矩形的，但是前半段有所不同。這事由于IGBT開啟時，往往是V_CE還沒有降下來，I_C就達(dá)到負(fù)載電流了。在有續(xù)流作用時還要考慮到二極管的最大反向恢復(fù)電流I_rrm，使得負(fù)載電流達(dá)到I_C+I_rrm。因此前段導(dǎo)通過程也存在高壓大電流狀態(tài)。

4）SCSOA：

抗短路能力是IGBT的重要特點(diǎn)之一，是是BJT和MOSFET 所無法比擬的。由于IGBT 的短路能力，使電力電子電路可承受各種工業(yè)環(huán)境條件下的短路狀態(tài)和異常嚴(yán)酷工作條件下而不致被損壞。

圖22、SCSOA of PT50GF60B2RD

SCSOA(Short Circuit Safe Of Area)在規(guī)格書中一般用指定條件下的短流I_SC和短路時間t_SC來表征。其定義為在指定的結(jié)溫（不高于最大結(jié)溫）和特定的電源電壓（不低于0.5V_CES）下，當(dāng)V_GE等于15V時，短路電流I_SC不高于10倍額定電流I_C，且在10μs的短路時間內(nèi)不損壞。

圖23、短路特性測試電路

圖23為短路特性測試電路，原理很簡單，即在DUT承受高壓信號時，施加一個指定脈沖時間（一般為10μs）的柵極電壓使其導(dǎo)通，測試導(dǎo)通器件的最大短路電流I_SC，并確認(rèn)在測試完成之后器件是否完好。

標(biāo)準(zhǔn)短路測試波形如圖24所示，I_SC取電流波形的最高點(diǎn)。

圖24、短路特性測試波形

5. 不同電流下的可用頻率：

不同電流下的可用頻率，對設(shè)計人員來說是一個重要的應(yīng)用參數(shù)。其曲線圖一般會在規(guī)格書的后面給出，但目前并不是所有的廠商都會給出這個曲線，很多時候需要自己計算。

圖25、Usable Frequency versus Current of APT50GT120B2RDQ2G

假定目前有一個開關(guān)電源的硬開關(guān)應(yīng)用要求如下：

工作電壓600V；工作電流20A；工作頻率20kHz；占空比35%；柵極驅(qū)動電壓15V；柵極驅(qū)動電阻15Ω；結(jié)溫112℃；殼溫75℃。

下面以APT50GT120B2RDQ2G為例，來計算是否能夠符合這一應(yīng)用。

1）首先確定電壓電流是否合適。

這時必須考慮到尖峰電壓和電流的影響，APT50GT120B2RDQ2G額定電壓1200V，100℃時的額定電流為50A，在留有余量的情況下，還能滿足電流電壓的需求。

2）確認(rèn)結(jié)溫112℃，I_C為30A時V_CE(on)用以計算導(dǎo)通損耗。

圖26、輸出特性曲線

從圖25的特性曲線中，讀取結(jié)溫125℃，I_C為30A時的V_CE(on)約為3.2V。由于APT50GT120B2RDQ2G是NPT型的，所以結(jié)溫112℃時的V_CE(on)應(yīng)該小于等于結(jié)溫125℃時的3.2V。

則此時的導(dǎo)通損耗P_cond由公式：

（式10）

可以得到P_cond= 30×3.2×0.35 = 33.6W

3）根據(jù)規(guī)格書的數(shù)據(jù)以及總功率損耗P_tot的計算公式：

（式11）

可以得到Ptot = (112-75) / 0.2 = 185W

4）計算開關(guān)能量損耗E_on及E_off。

圖27、不同柵阻下的開關(guān)能量損耗曲線

如圖26曲線，可以讀取到柵極電阻15Ω時，E_on@25A為4000μJ，E_on@50A為8000μJ，則可以取E_on@30A為6000μJ。同理可得E_off@30A為3250μJ。

圖28、不同結(jié)溫下的開關(guān)能量損耗曲線

根據(jù)圖27，結(jié)溫112℃時的能量損耗約為結(jié)溫150℃時的80%。由于圖27是在V_CE = 800V時測試得到的，所以最終可以計算得到的600V時的開關(guān)損耗為：

E_on= (600 / 800) × (6000×0.8) = 3600μJ

E_off= (600 / 800) × (3250×0.8) = 1950μJ

5）最終可以得到最大頻率f_max。

總的功率損耗P_tot由兩部分組成，一部分為導(dǎo)通損耗P_cond，另一部分則是在指定時間內(nèi)的開關(guān)能量損耗，所以P_tot可以表示為如下公式：

（式12）

則將這個指定時間t_s取倒之后，就可以得到最大頻率的f_max計算公式：

（式13）

將之前算得的數(shù)據(jù)代入式13，可得

f_max= (185-33.6) / [(3600+1950) ×10^-6]

= 27279 Hz = 27 kHz > 20 kHz

所以，APT50GT120B2RDQ2G能夠滿足之前的開關(guān)電源中硬開關(guān)的應(yīng)用要求。

參考文獻(xiàn)

[1] “IGBT Basics I”, Application Note AN9016, Fairchild.

[2] “IGBT Characteristics”, Application Note AN983A, International Rectifier.

[3] “IGBT Technical Overview”, Application Note APT0408, Microsemi.

[4] “IGBT Tutorial”, Application Note APT0201, Microsemi.

[5] “Modern IGBT/FWD chip sets for 1200V applications”, J. Li,R. Herzer,R. Annacker,B. Koenig, Semikron.

[6] “Calculation Of Major IGBT Operating Parameters”, Application Note ANIP9931E, Infineon.

[7] “IGBT 的抗短路能力”, 陳永真,遼寧工學(xué)院.

[8] “從安全工作區(qū)探討IGBT 的失效機(jī)理”, 趙忠禮.

[9] “APT50GT120B2RDQ2G”, Datasheet, Microsemi.

[10] “APT50GF60B2RD”, Datasheet, Microsemi.

[11] “SGH15N60RUFD”, Datasheet, Fairchild.

[12] “IKW40N120T2”, Datasheet, Infineon.

[13] “IRGP20B120U-EP”, Datasheet, International Rectifier.

[14] “IXGA20N120A3”, Datasheet, IXYS.

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